圖1　 主回路框圖
　　3.1.1　原理簡介：
　　50Hz、380V三相交流輸入電壓經(jīng)EMI電網(wǎng)濾波器阻斷噪音信號，通過隔離變壓器降成100V左右的交流電壓，再經(jīng)過整流濾波，變成Buck變換器所需要的平滑直流電壓。圖1中，當(dāng)N1或者N2導(dǎo)通時(shí)，電感L1在未飽和前，電流線形增加，電感L1的極性為左正右負(fù)，二極管V1處于關(guān)斷狀態(tài)。當(dāng)N1和N2都關(guān)斷時(shí)，由于電感L1中的磁場作用，改變L1兩端的電壓極性，左負(fù)右正，續(xù)流二極管V1導(dǎo)通，以保證輸出電壓和電流不變。由于磁場負(fù)載是一個(gè)感性負(fù)載，當(dāng)電源不工作時(shí)，磁場負(fù)載必然會產(chǎn)生一個(gè)反向的電壓，二極管V2用來將這一反向的負(fù)載能量釋放掉。
　　3.1.2 關(guān)鍵元器件的選擇
　　(1)　開關(guān)管N1，N2的選擇：采用三菱公司100A單管IGBT（CM100H-12）。絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）具有MOSFET的工作速度快、輸入阻抗高、驅(qū)動電路簡單和GTR的阻斷電壓高、飽和導(dǎo)通壓降低、載流能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)。開關(guān)管的驅(qū)動采用變壓器隔離。與不用變壓器，直接驅(qū)動相比，主回路對驅(qū)動電路的干擾小，不易引起震蕩。由于變壓器工作比的限制，若只用一個(gè)IGBT,使得占空比不能超過50%。因此，開關(guān)管由兩個(gè)IGBT并聯(lián)，用控制電路輸出的相位相差180的脈沖信號驅(qū)動。這樣，占空比就能達(dá)到96%，使得輸出電流能在很寬范圍內(nèi)調(diào)節(jié)。而且，開關(guān)管的損耗也能減少一半。
　　(2)　反饋采樣電路：通常，電源的反饋采樣都采用電阻的形式。然而，由于本電源的輸出電流較大，若使用電阻采樣，電阻的功耗比較大。電阻的過分發(fā)熱，必然會引起電阻阻值的變化，從而引起反饋采樣電壓的變化，無法滿足電源的電流精度要求。這部分功耗，對整個(gè)電源而言，也是無用的能量損耗。而且，電阻的體積也比較大。采用電阻反饋顯然是不可取的。因此，采用額定值25A的霍爾電流傳感器（CSM025A）作為反饋的采樣。該傳感器具有良好的線性度、抗干擾能力強(qiáng)、低溫漂、寬頻帶等優(yōu)點(diǎn)，能夠很好的滿足電源的電流精度要求。
　　3.2 驅(qū)動電路
　　驅(qū)動電路的原理框圖如圖2所示
　　

　　圖2　驅(qū)動電路框圖
　　3.2.1 驅(qū)動電路的選擇:
　　目前生產(chǎn)的開關(guān)電源大多采用PWM脈寬調(diào)制方式，少數(shù)采用PFM脈沖頻率調(diào)制。PWM的缺點(diǎn)是受功率開關(guān)管最小導(dǎo)通時(shí)間的限制，對輸出電壓不能作寬范圍的調(diào)節(jié)；另外，輸出端一般要接假負(fù)載，以防止空載時(shí)輸出電壓升高。PFM式開關(guān)電源的輸出電壓調(diào)節(jié)范圍很寬，輸出端可以不接負(fù)載。本電源要求在0∽25A寬范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，因此采用PFM的方式。
　　3.2.2 原理簡介：
　　圖2中，壓控震蕩器VCO輸出頻率由運(yùn)算放大器的輸出電壓Vo控制的方波，經(jīng)定時(shí)器、二分頻器和驅(qū)動放大電路后形成兩路寬度相同的交替脈沖。再經(jīng)過驅(qū)動變壓器T1、T2隔離后，去分別驅(qū)動主回路中的N1、N2兩只IGBT。R2、R3、V2、V3構(gòu)成IGBT柵極與發(fā)射極的快速放電回路，和變壓器T1一起構(gòu)成IGBT的驅(qū)動電路。這種驅(qū)動方法既簡單適用又可靠。
　　3.3 保護(hù)電路
　　本電源要求提供過流、過壓、欠壓保護(hù)。保護(hù)電路原理框圖如圖3所示。